PWM控制型IGBT的EMI机理与抑制方法

PWM控制型IGBT工作在斩波模式，使得IGBT本身自带干扰源属性，自扰与互扰系统中的其他设备。随着近几年功率半导体器件的发展，像SIC、GAN等半导体器件的出现，提升开关速率降低了损耗，但却带来了EMI的巨大挑战。以三相AC380V输入驱动器的轻载低频运行为例，其整流母线电压为DC513V左右，Vce的turn on/off时间达到了ns级，产生dv/dt约为几KV/us ~几十KV/us，dv/dt在回路中产生的共模噪声电流为几十A甚至100A以上，严重干扰周围设备，仅从路径上去抑制，需要付出巨大的滤波成本，所以IGBT的EMI抑制一直是业界的关注点。

1. 驱动器共模噪声的回路示意图

图1 干扰路径示意图

图2 Cm测量示意图

滤波电容:X电容Cx和Y电容Cy；分布电容：以电机绕组与机壳地分布电容Cm为主，其他分布电容未画出。共模噪声电流：Icm。

2. 驱动器噪声电流及场强估算

示例：Cx=1uf，Cy=0.1uf，Cm=10nf，Vdc=500V，Tr=50ns，电机线长度1m。

1） Icm估算  Icm = C_回路*dV/dt = 100A; 注：上式中C_回路 ≈ Cm。

图3 Icm电流波形示意图

2） 3m远处共模辐射场强估算   ≈90dB（uv/m）

其中 ：    E:电场强度(V/m)   f :电流的频率(MHz)   L:电缆的长度(m)   I :电流的强度(mA)   r :测试点到电流环路的距离(m)

由估算结果可知，共模电流峰值达到了百安级，3m远处电场强度达到了90dB，在产品认证及实际应用中需要付出更多的抑制代价。

三、原理分析

1. 驱动器共模噪声机理分析^[1-3]

（a） 共模电压等效简化电路

（b） Vcm共模电压波形示意图

三相PWM脉冲之和不为0而形成的四电平阶梯波是产生驱动器共模干扰的本质原因。共模电压： 。

改变Vce的高频部分的频谱特性有二种方法：1） 改变幅值 B→A，使得f3→f1偏移2） 改变turn on/off时间

在实际应用中很难去改变幅值，所以把改变Vce频率特性的重任交给了turn on/off时间（也就是改变Vce的dv/dt）。

dv/dt在线调整控制

因电机负载的电感特性，使得IGBT开关动作时，电流不会立即降为零，需要等到CE两级的载流子逐渐消失后，才能彻底的关断，电感中的电流变化影响着IGBT的turn on与turn off时间。线调整控制的本质是找到dv/dt与输出电流的周期性变化规律，从而设计出适合的驱动参数，使得EMI与损耗最优化。实际测试中也发现dv/dt与驱动参数及输出电流大小等因素相关。

◆驱动器不接电机，dv/dt测量很稳定，在不同运行频率下测得的结果都一样；

◆驱动器接电机（空载与加载），dv/dt随电流的变化而变化。在相同的IGBT的g极驱动参数下，电流越大dv/dt越小。

dv/dt在线调整控制的优点：

◆dv/dt在整个周期内为满足EMI需求的最大值，大大减小了开关损耗，最优化EMI与损耗的设计；

◆不需要在IGBT的E级上串如电感，而引发的谐振风险；

G级驱动部分，有以下两种实现方法：◆采用不同的驱动参数组合；◆采用栅极电流控制芯片。2) 负面影响：增加控制电路与电流检测电路，成本增加，控制稍复杂。3) 应用场合：通用。

针对PWM控制型IGBT的dv/dt优化，提出了 Vce边沿交错控制方法和dv/dt在线调整控制两种设计方向，工程师可根据设计需求进行细节方案优化与方案落地。

总结：1.三相PWM脉冲之和不为0是产生驱动器共模干扰的本质原因;2.IGBT 的高频EMI抑制即为dv/dt抑制;3.了解驱动器发波过程，避免边沿叠加产生更大的dv/dt；4.权衡dv/dt与开关损耗，设计不能只考虑单一因素